451 matches
-
de comutație. Simultan va conduce și dioda D1. La momentul ωt2, deși tensiunea u12 se anulează, datorită lui LS tiristorul T1 va continua să conducă împreună cu dioda D2, ansamblul jucând rol de diodă de nul. Pe durata γ1 are loc comutația curenților între D1 și D2. La momentul ωt3, se comandă să conducă tiristorul T2 și fenomenele care au loc se repetă. Se constată că, prin elementele redresoare curenții circulă pe intervale de timp egale, ceea ce permite o dimensionare uniformă a
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
puntea redresoare prin intermediul unor circuite de izolare galvanic, concepute cu ajutorul a patru transformatoare de impuls. Izolarea galvanică este absolut necesară, dacă se au în vedere nivelele de tensiune aferente circuitului de comandă și a celui de forță. Pentru a preveni comutația tiristoarelor prin efect dv/dt, datorate sarcinilor inductive, în paralel cu fiecare tiristor s-a conectat câte un circuit snubber(RC). Circuitul de redresare poate beneficia și de o serie de protecții la supratensiune, supracurent, etc. In cazul prezentat, fără
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
echipate cu tranzistoare, dintre care amintim invertorul în contra timp cu circuit de control RC și invertorul în contra timp cu frecvență stabilizată. Pentru puteri mai mari s-au realizat invertoare echipate cu tiristoare. La acest tip de invertoare, condensatorul utilizat pentru comutație apare conectat în paralel cu sarcina. În figura 5.1 este prezentată cea mai simplă schemă de invertor de tip paralel echipat cu tiristoarel T1 și T2. Dacă se comandă să conducă tiristorul T1, curentul debitat de sursa E1 va
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
cărui durată este în concordanță cu timpul de comandă necesar pentru tiristoare. Frecvența tensiunii de ieșire a inversorului se poate modifica prin variația perioadei CBA. Schema acestor amplificatoare este reprezentată în figura Studiul invertorului trifazat în punte cu circuitul de comutație inversă comun pentru toate tiristoarele 7.1 Schema circuitului și principiul de funcționare Invertoarele trifazate trebuie să fie astfel concepute încât să asigure la bornele celor trei impedanțe de sarcină de pe fiecare faza tensiuni identice, cât mai apropiate ca formă
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
bornele celor trei impedanțe de sarcină de pe fiecare faza tensiuni identice, cât mai apropiate ca formă de undă de o sinusoidală și care să fie defazate între ele cu 2π / 3 radiani. Spre deosebire de invertoarele care au câte un circuit de comutație inversă pentru fiecare tiristor principal, în cazul invertoarelor care au circuitul de comutație inversă comun pentru toate tiristoarele, la sfârșitul unui interval de conducție se vor bloca toate tiristoarele. Ca urmare, circuitul de forță rezultă mai simplu și cu o
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
apropiate ca formă de undă de o sinusoidală și care să fie defazate între ele cu 2π / 3 radiani. Spre deosebire de invertoarele care au câte un circuit de comutație inversă pentru fiecare tiristor principal, în cazul invertoarelor care au circuitul de comutație inversă comun pentru toate tiristoarele, la sfârșitul unui interval de conducție se vor bloca toate tiristoarele. Ca urmare, circuitul de forță rezultă mai simplu și cu o funcționare mai sigură, întrucât se micșorează pericolul conducției simultane a două tiristoare de pe
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
tiristoare de pe aceeași diagonală a punții. In figura 7.1 este reprezentat circuitul de forță al invertorului, iar în figura 7.2 sunt date formele de undă ale tensiunilor pe faze împreună cu tabelul de conducție al tiristoarelor. Circuitul comun de comutație inversă se compune din sursa auxiliara E2, condensatoarele C1, C2, inductanțele L1, L2, grupurile R1 - D1, R2 D2 și tiristoarele auxiliare T7, T8. La punerea sub tensiune a circuitului, condensatorul C se încarcă cu polaritatea din figură, la tensiunea E1
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
D1 și nu T7, C1, deoarece căderea de tensiune pe grupul R1 D1 este mai mică decât căderea de tensiune la conducție directă pe un tiristor. Întrucât în orice moment de timp este valabilă ecuația. La sfârșitul acestui interval, pentru comutația inversă a tuturor tiristoarelor principale, se comandă tiristorul auxiliar T8. După comutarea directă a acestuia, tensiunea între punctele A și B este egală cu . Toate tiristoarele punții vor fi polarizate invers, deci T1, T4, T6 vor comuta invers. In continuare
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
se comandă T1, T3, T6, iar la sfârșitul intervalului se comandă T7 ș.a.m.d. Frecvența de comandă a tiristoarelor principale este deci, de 6 ori mai mare ca frecvența tensiunii de ieșire, iar frecvența de comandă a tiristoarelor de comutație este de 3 ori mai mare. Deși circuitul de forță este mai simplu, pierderile prin comutație la acest invertor sunt mai mari. 7.2 Analiza procesului de stingere a tiristoarelor principale Presupunem că sarcina este pur rezistivă, întrucât calculele în
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
de comandă a tiristoarelor principale este deci, de 6 ori mai mare ca frecvența tensiunii de ieșire, iar frecvența de comandă a tiristoarelor de comutație este de 3 ori mai mare. Deși circuitul de forță este mai simplu, pierderile prin comutație la acest invertor sunt mai mari. 7.2 Analiza procesului de stingere a tiristoarelor principale Presupunem că sarcina este pur rezistivă, întrucât calculele în acest caz sunt acoperitoare și pentru sarcină inductivă. Mai presupunem că L1 și L2 sunt suficient
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
astfel posibilitatea rămânerii în conducție a unui tiristor pe o ramură, astfel încât la comanda următoare să fie deschise ambele tiristoare de pe o ramură formându-se scurt circuit. Dezavantaje: • Deoarece tiristoarele se sting după fiecare interval de conducție, apar pierderi de comutație. De exemplu pierderile de comutație la acest invertor sunt de 3 ori mai mari dacât la invertorul trifazat cu circuit de stingere pentru fiecare tiristor principal. Comanda PWM sinusoidală a invertorului trifazat în punte 8.1 Strategia de modulație PWM
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
a unui tiristor pe o ramură, astfel încât la comanda următoare să fie deschise ambele tiristoare de pe o ramură formându-se scurt circuit. Dezavantaje: • Deoarece tiristoarele se sting după fiecare interval de conducție, apar pierderi de comutație. De exemplu pierderile de comutație la acest invertor sunt de 3 ori mai mari dacât la invertorul trifazat cu circuit de stingere pentru fiecare tiristor principal. Comanda PWM sinusoidală a invertorului trifazat în punte 8.1 Strategia de modulație PWM Invertorul comandat cu ajutorul tehnicilor PWM
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
ori mai mari dacât la invertorul trifazat cu circuit de stingere pentru fiecare tiristor principal. Comanda PWM sinusoidală a invertorului trifazat în punte 8.1 Strategia de modulație PWM Invertorul comandat cu ajutorul tehnicilor PWM, lucrează în general cu frecvență de comutație constantă și trebuie să permită modificarea valorii efective a fundamentalei tensiunii de ieșire în limite relativ mari, cu păstrarea constantă a tensiunii de intrare. Variația tensiunii de ieșire se obține tocmai prin comandă PWM a comutatoarelor invertorului și, totodată prin
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
un cristal de cuarț de 12 MHz, rezultă ca durata unui ciclu este de o microsecundă. Valoarea de o microsecundă este unitatea de timp cuantificată în sistemul de control PWM. Pentru a fi folosite în sistemul de control, momentele de comutație teoretice sunt rotunjite, luând în considerare valoarea cuantificată de o microsecundă. În Tabelul 1 sunt indicate duratele impulsurilor obținute teoretic cât și cele cuantificate. Într-un ciclu mașină de o microsecundă, intervalele de timp mai mici de 500 nanosecunde vor
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
considerare valoarea cuantificată de o microsecundă. În Tabelul 1 sunt indicate duratele impulsurilor obținute teoretic cât și cele cuantificate. Într-un ciclu mașină de o microsecundă, intervalele de timp mai mici de 500 nanosecunde vor fi omise în strategia de comutație (se rotunjesc la valoarea 0). De asemenea sunt precizate momentele de timp la care se acționează comutatoarele, obținute prin cumularea intervalelor de timp cuantificate . În figura 8.4 este prezentată structura de forță a punții trifazate, iar în figura 8
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
dispozitive semiconductoare care se găsesc pe același braț al punții), se realizează o întârziere între comanda de blocarea a unui dispozitiv semiconductor și comanda de amorsare a celuilalt dispozitiv semiconductor. Acest timp de securitate se reflectă direct asupra momentelor de comutație și este denumit timpul mort. Principiul de generare a semnalelor de comanda a IGBT-urilor de pe un braț al punții și definirea timpului mort (τ), poate fi urmărit comod analizând figura 8.7. Când Q+A (figura 8.1) este
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
negativ trece prin DC și timpul de comutare este aproape instantaneu cu cel dat de placa de comandă. Separarea galvanică între circuitul de comandă și circuitul de forță se realizează cu ajutorul optocuploarelor. Alegerea acestora este strâns legată de frecvența de comutație la care lucrează puntea. Structura de forță a invertorului este prezentată în figura 8.9 și este realizată cu un modul inteligent de putere cu aplicații specifice (ASIPM) de tipul PM 12017 . Acest tip de structură conține: ▫ invertorul trifazat în
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
fi menținută(e) constantă(e) și reglabilă(e) în anumite limite. Îmbunătățirea performanțelor convertoarelor de c.c. urmărește două obiective: − creșterea randamentului de conversie; − reducerea dimensiunilor de gabarit. Pentru îndeplinirea primului obiectiv, aceste convertoare au fost concepute să lucreze în comutație. Realizarea lor implică deci utilizarea unui comutator ca un component de bază, care trebuie să se apropie cât mai mult posibil de un comutator ideal ( cădere nulă de tensiune în conducție, curent nul la blocare, timpi nuli de comutație). Pe
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
în comutație. Realizarea lor implică deci utilizarea unui comutator ca un component de bază, care trebuie să se apropie cât mai mult posibil de un comutator ideal ( cădere nulă de tensiune în conducție, curent nul la blocare, timpi nuli de comutație). Pe de altă parte, necesitatea obținerii la ieșire a unei tensiuni continue impune utilizarea unor componente de stocare a energiei, cu pierderi cât mai mici (condensatoare și inductoare ), care au rolul de a netezi pulsațiile inerente datorate modului de lucru
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
de altă parte, necesitatea obținerii la ieșire a unei tensiuni continue impune utilizarea unor componente de stocare a energiei, cu pierderi cât mai mici (condensatoare și inductoare ), care au rolul de a netezi pulsațiile inerente datorate modului de lucru în comutație. Întrucât aceste componente de stocare reale sunt însoțite totuși de pierderi, numărul lor trebuie să fie minim posibil. Pentru realizarea celui de al doilea obiectiv, trebuie reduse dimensiunile dispozitivelor electronice de putere, care au rol de comutator, precum și dimensiunile componentelor
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
dispozitive cu raportul gabarit / putere controlată foarte redus și cu posibilitatea funcționării la frecvențe foarte mari. Utilizarea unor frecvențe de lucru ridicate permite micșorarea substanțială a dimensiunilor componentelor de stocare. Totuși, creșterea frecvențelor de lucru conduce la creșterea pierderilor în comutație și, pentru micșorarea lor, s-a recurs la utilizarea așa numitei „comutații soft ”, care se face, fie la curent zero, fie la tensiune zero. Comutatoarele se realizează cu tranzistoare bipolare pentru frecvențe de lucru de până la 10 - 15 kHz, cu
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
la frecvențe foarte mari. Utilizarea unor frecvențe de lucru ridicate permite micșorarea substanțială a dimensiunilor componentelor de stocare. Totuși, creșterea frecvențelor de lucru conduce la creșterea pierderilor în comutație și, pentru micșorarea lor, s-a recurs la utilizarea așa numitei „comutații soft ”, care se face, fie la curent zero, fie la tensiune zero. Comutatoarele se realizează cu tranzistoare bipolare pentru frecvențe de lucru de până la 10 - 15 kHz, cu tranzistoare bipolare cu poartă izolată ( IGBT ) pentru frecvențe de până la 50 kHz
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
frecvențe de lucru de până la 10 - 15 kHz, cu tranzistoare bipolare cu poartă izolată ( IGBT ) pentru frecvențe de până la 50 kHz, iar peste frecvențe de 50 kHz se folosesc tranzistoare MOS de putere. La convertoarele c.c. - c.c. în comutație, exista câteva particularități constructive și în realizarea inductanțele, având în vedere că acestea care vor conduce un curent mare la frecvențe înalte. De aceea, vor fi utilizate firele lițate în locul celor răsucite la frecvențe mai mari de 50 kHz, cu
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
cobarâtor este un circuit electronic, care are rolul să furnizeze la ieșire o tensiune constantă și de valoare mai mică decât tensiunea de alimentare V1. Schema convertorului se dă în figura. 10.1. În general, o sursă de putere în comutație conține: a) Un circuit de control cu modulația impulsurilor în durata(PWM Controller); b) Un tranzistor cu rol de comutator; c) O inductanță; d) O capacitate; e) O dioda; Circuitul de controlul cu modulația impulsurilor în durată, este de obicei
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
de comandă al tranzistorului, d < 1 . Funcționarea convertorului trebuie analizată în două intervale distincte de timp: a) intervalul I, în care tranzistorul Q conduce la saturație, iar dioda D este blocată, fiind polarizată invers. Considerând originea de timp în momentul comutației directe a lui Q, acest prim interval va fi. Circuitul echivalent pentru acest prim interval este cel din figura 10.2, putându-se scrie următoarele relații: b) intervalul II, în care tranzistorul Q este blocat, iar dioda D conduce, asigurând
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]