953 matches
-
descărcarea condensatorului C pe o durată mică de timp τ în jurul trecerilor prin zero a tensiunii alternative a rețelei. În continuare condensatorul C se încarcă cu o tensiune care variază liniar în timp datorită generatorului de curent constant echipat cu tranzistorul T5. Tranzistorul T6 va realiza compararea tensiunii de la bornele condensatorului, uc, cu tensiunea ud prin intermediul căreia se prescrie unghiul de comandă α (în cazul schemei de comandă studiate tensiunea ud se modifică prin rezistorul variabil R2). În momentul în care
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
C pe o durată mică de timp τ în jurul trecerilor prin zero a tensiunii alternative a rețelei. În continuare condensatorul C se încarcă cu o tensiune care variază liniar în timp datorită generatorului de curent constant echipat cu tranzistorul T5. Tranzistorul T6 va realiza compararea tensiunii de la bornele condensatorului, uc, cu tensiunea ud prin intermediul căreia se prescrie unghiul de comandă α (în cazul schemei de comandă studiate tensiunea ud se modifică prin rezistorul variabil R2). În momentul în care dc uu
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
T6 va realiza compararea tensiunii de la bornele condensatorului, uc, cu tensiunea ud prin intermediul căreia se prescrie unghiul de comandă α (în cazul schemei de comandă studiate tensiunea ud se modifică prin rezistorul variabil R2). În momentul în care dc uu ≥ tranzistorul T6 începe să conducă si datorită amplificatorului T7 tensiunea ue va crește brusc. Circuitul C1 R3 constituie un circuit de derivare care atacă în continuare amplificatorul de impuls realizat cu T8, T9, T10. Tranzistorul T10 are drept impedanță de sarcină
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
În momentul în care dc uu ≥ tranzistorul T6 începe să conducă si datorită amplificatorului T7 tensiunea ue va crește brusc. Circuitul C1 R3 constituie un circuit de derivare care atacă în continuare amplificatorul de impuls realizat cu T8, T9, T10. Tranzistorul T10 are drept impedanță de sarcină primarul transformatorului de impuls Tr2. Secundarul acestuia este conectat la circuitul poartă-catod a triacului. Așadar, modificând valoarea rezistorului R2 se modifică unghiul de comandă α a triacului în ambele semialternanțe ale tensiunii alternative ale
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
se obține o tensiune de 13.5 ... 19.5V. Stabilizatorul parametric Z1, Q11, împreună cu filtrul RF, CF asigură o tensiune de alimentare stabilizata a circuitului între pinii 10 și 14 cuprinsă între 6-9,5V. Diodele D1-D4 formează o punte redresoare. Tranzistoarele Q6, Q5, Q7 împreună cu, D6, R5 și R8 constituie un întrerupător care desface legătura între rezistorul R4 și punctul A, cât timp triacul TC se găsește în conducție. Tensiunea la bornele triacului este divizată prin R1, R5 și comandă în
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
prea mică și Q5, Q6, Q7 vor fi blocate. Atunci când TC iese din conducție rezistența R4 se conectează la punctul A prin D6, Q7 în alternanță pozitivă și Q5, Q6 în cea negativă. Acest întrerupător intervine în comanda sarcinilor inductive. Tranzistoarele Q1, Q2, Q3 formează circuitul comparator. S-a folosit tranzistorul compus Q2, Q3 pentru ca impedanța în paralel cu condensatorul CG să fie mare și pentru a compensa tensiunea de bază-emitor a lui Q10. Presupunem că tensiunea uC la bornele condensatorului
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
TC iese din conducție rezistența R4 se conectează la punctul A prin D6, Q7 în alternanță pozitivă și Q5, Q6 în cea negativă. Acest întrerupător intervine în comanda sarcinilor inductive. Tranzistoarele Q1, Q2, Q3 formează circuitul comparator. S-a folosit tranzistorul compus Q2, Q3 pentru ca impedanța în paralel cu condensatorul CG să fie mare și pentru a compensa tensiunea de bază-emitor a lui Q10. Presupunem că tensiunea uC la bornele condensatorului C trece prin zero. Dioda D8 devine polarizată invers și
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
și condensatorului CG sunt date în figura 18.4. În momentul t0 condensatorul CG se încarcă practic instantaneu prin Q9, Q10 la tensiunea V0 dată de relația. În continuare condensatorul CG continuă să se încarce prin circuitul de colector al tranzistorului Q8, care se detrmină cu relația. Dioda D7 a fost introdusă pentru a compensa tensiunea bazăemitor a tranzistorului Q8. Se observă că tensiunea pe bornele rezistorului R7, uR7, este egală cu tensiunea pe condensatorul C, redresată prin puntea D1 D4
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
prin Q9, Q10 la tensiunea V0 dată de relația. În continuare condensatorul CG continuă să se încarce prin circuitul de colector al tranzistorului Q8, care se detrmină cu relația. Dioda D7 a fost introdusă pentru a compensa tensiunea bazăemitor a tranzistorului Q8. Se observă că tensiunea pe bornele rezistorului R7, uR7, este egală cu tensiunea pe condensatorul C, redresată prin puntea D1 D4 și tensiunea VZ la bornele diodei Z1. Deci, în care UCM este amplitudinea tensiunii pe condensator. În timpul încărcării
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
care UCM este amplitudinea tensiunii pe condensator. În timpul încărcării, tensiunea la bornele condensatorului CG este dată de, deci tensiunea la bornele condensatorului prezintă o rampă cosinusoidală negativă. Cât timp tensiunea pe condensator este mai mică decât tensiunea de referință, conduc tranzistoarele Q2, Q3 și este blocat Q1. În figura 19.3 tensiunea de referință are valoarea. (19.4) dar ea poate fi prescrisă și din exterior conectând o rezistență sau o sursă de c.c între bornele 1 și 2, sau
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
schemei de comandă s-au repezentat în figura 20.4 formele de undă aferente funcționării. În secundarul transformatorului Tr1 se obține tensiunea U1 care se redresează bialternanță cu ajutorul punții PD1. Atunci când UR2>UBET1, UBET1 fiind tensiunea bază-emitor care asigură saturarea tranzistorului T1, acesta se va satura, iar tranzistorul T2 se va bloca. În consecintă tensiunile UT1 și UT2 vor avea forme de undă trapezoidale, sincrone cu tensiunea alternativă a rețelei. Pe durata cât tranzistorul T2 este saturat, C1 se va descărca
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
figura 20.4 formele de undă aferente funcționării. În secundarul transformatorului Tr1 se obține tensiunea U1 care se redresează bialternanță cu ajutorul punții PD1. Atunci când UR2>UBET1, UBET1 fiind tensiunea bază-emitor care asigură saturarea tranzistorului T1, acesta se va satura, iar tranzistorul T2 se va bloca. În consecintă tensiunile UT1 și UT2 vor avea forme de undă trapezoidale, sincrone cu tensiunea alternativă a rețelei. Pe durata cât tranzistorul T2 este saturat, C1 se va descărca prin circuitul R4-T2. După blocarea tranzistorului T2
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
UBET1 fiind tensiunea bază-emitor care asigură saturarea tranzistorului T1, acesta se va satura, iar tranzistorul T2 se va bloca. În consecintă tensiunile UT1 și UT2 vor avea forme de undă trapezoidale, sincrone cu tensiunea alternativă a rețelei. Pe durata cât tranzistorul T2 este saturat, C1 se va descărca prin circuitul R4-T2. După blocarea tranzistorului T2 tensiunea U3 va crește liniar în timp, întrucât C1 se va încărca la un curent constant Cât timp U3<Ucom, tranzistorul T4 va fi blocat, iar
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
iar tranzistorul T2 se va bloca. În consecintă tensiunile UT1 și UT2 vor avea forme de undă trapezoidale, sincrone cu tensiunea alternativă a rețelei. Pe durata cât tranzistorul T2 este saturat, C1 se va descărca prin circuitul R4-T2. După blocarea tranzistorului T2 tensiunea U3 va crește liniar în timp, întrucât C1 se va încărca la un curent constant Cât timp U3<Ucom, tranzistorul T4 va fi blocat, iar când va începe să conducă. Căderea de tensiune pe rezistorul R6 este suficientă
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
a rețelei. Pe durata cât tranzistorul T2 este saturat, C1 se va descărca prin circuitul R4-T2. După blocarea tranzistorului T2 tensiunea U3 va crește liniar în timp, întrucât C1 se va încărca la un curent constant Cât timp U3<Ucom, tranzistorul T4 va fi blocat, iar când va începe să conducă. Căderea de tensiune pe rezistorul R6 este suficientă pentru a putea provoca saturarea tranzistorului T5. Tensiunea U4 va crește brusc având o formă de undă dreptunghiulară. Impulsul pozitiv obținut prin
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
liniar în timp, întrucât C1 se va încărca la un curent constant Cât timp U3<Ucom, tranzistorul T4 va fi blocat, iar când va începe să conducă. Căderea de tensiune pe rezistorul R6 este suficientă pentru a putea provoca saturarea tranzistorului T5. Tensiunea U4 va crește brusc având o formă de undă dreptunghiulară. Impulsul pozitiv obținut prin circuitul de derivare C3, R17 este amplificat de T6, obținându-se pe rezistorul R18 impulsul U5 cu care se comandă triacul Tc. Prin variația
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
α al triacului. La conectarea sarcinii, comutatorul K, din blocul GTLV2, se va găsi pe poziția 2. Condensatorul C2 este încărcat cu polaritatea din figură la tensiunea Ec și se va descărca liniar în timp pe circuitul T7, R10, întrucât. Tranzistorul T9 se gasește într-un montaj repetor pe emitor, asigurând pe rezistența R8 o tensiune Ucom1≈UC2. Momentul apariției impulsurilor de comandă ale triacului se obține la intersectia tensiunilor Ucom1 cu U3 (figura 20.5.a). Se constată că unghiurile
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
π/2rad=90° electrice să se determine puterea medie disipată în circuitul de sarcină. 6. Fie invertorul trifazat din figura 6, a cărei sarcină este pur rezistivă. Invertorul asigură pe fiecare fază o tensiune formata din 6 pulsuri. Presupunând că tranzistoarele sunt comutatoare ideale și că V1=120[V], R=10[Ω], care este puterea debitată de sursa de curent continuu de la intrare 7. Se dă convertorul din figura 7, la care se cunoaște: V1 = 20 [V], ideale și V2 = constant
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
V], R=10[Ω], care este puterea debitată de sursa de curent continuu de la intrare 7. Se dă convertorul din figura 7, la care se cunoaște: V1 = 20 [V], ideale și V2 = constant să se determine curentul maxim repetitiv prin tranzistorul Q. 8. Se dă convertorul din figura 8 la care se cunosc: V1 = 9 [V], V2 = 12 [V], RS = 4 [Ω], L = 75 [µH] și frecvența de comandă f = 50 [KHz]. Considerând toate componentele de curcuit ideale și condensatorul C
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
RS = 4 [Ω], L = 75 [µH] și frecvența de comandă f = 50 [KHz]. Considerând toate componentele de curcuit ideale și condensatorul C de capacitate suficient de mare astfel încât să putem presupune V2 = constant, să se determine curentul maxim repetitiv prin tranzistorul Q. 9. Se dă convertorul din figura 9, la care se conosc: V1 = 20 [V], L = 2,5 [mH], riplul curentului prin bobină ∆iL = 0,3 [A], frecvența de comandă f = 20 [KHz], RS = 5 [Ω]. Considerând toate componentele de
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
la care se cunosc: R1 = 20 [Ω], V1m = 30 [V], V1M = 40 [V], VZ = 9,4 [V], VBE = 0,6 [V], variația rezistenței de sarcină RSm între RSm = 10 [Ω] și RSM = 100 [Ω], factorul de amplificare în curent al tranzistorului este β = 49. Neglijând rezistența dinamică a Diodei Zenner, să se determine puterea maximă disipată pe tranzistorul Q și puterea maximă disipată pe RS. 12. Se dă circuitul din figura 12 la care se cunosc: VZ = 10,6 [V], VBE
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
VBE = 0,6 [V], variația rezistenței de sarcină RSm între RSm = 10 [Ω] și RSM = 100 [Ω], factorul de amplificare în curent al tranzistorului este β = 49. Neglijând rezistența dinamică a Diodei Zenner, să se determine puterea maximă disipată pe tranzistorul Q și puterea maximă disipată pe RS. 12. Se dă circuitul din figura 12 la care se cunosc: VZ = 10,6 [V], VBE = 0,6 [V], V1m = 15 [V], V1M = 20 [V], RSm = 5 [Ω], RSM = 50 [Ω], factorul de
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
disipată pe RS. 12. Se dă circuitul din figura 12 la care se cunosc: VZ = 10,6 [V], VBE = 0,6 [V], V1m = 15 [V], V1M = 20 [V], RSm = 5 [Ω], RSM = 50 [Ω], factorul de amplificare în curent al tranzistorului este β = 50 și R1 = 188 [Ω],. Neglijând rezistența dinamică a Diodei Zenner, să se determine valoarea maximă a curentului prin această diodă. 13. Se dă circuitul din figura 13. Știind că R1 = 2 [KΩ], P = 0,5 [KΩ], RS
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
KΩ], RS = 100 [Ω], R2 = 0,5 [KΩ], R3 = 260 [Ω], VZ = 9,4 [V], VBE = 0,6 [V], V1m = 18 [V], V1M = 22 [V], să se specifice gama posibilă de variație a tensiunii V2 și puterea maximă disipată de tranzistorul Q2, la valoarea minimă a tensiunii V2. Se neglijează rezistența dinamică a Diodei Zenner, iar Idiv >> IB1. 14. Se dă stabilizatorul de tensiune continuă din figura 14 realizat cu circuitul integrat βA723. Știind că Vref = 7,15 [V], V1 = 20
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]
-
iar Idiv >> IB1. 14. Se dă stabilizatorul de tensiune continuă din figura 14 realizat cu circuitul integrat βA723. Știind că Vref = 7,15 [V], V1 = 20,73 [V], R1 = 5 [KΩ], R2 = 6 [KΩ], factorul de amplificare în curent al tranzistorului Q2 , β2 = 50 și că puterea maximă disipată de Q1 este 200 [mW], să se determine valoarea minimă a rezistenței de sarcină RS. Se neglijează tensiunea bază-emitor a tranzistorului Q2, căderea de tensiune pe rezistorul traductor de curent r și
Aplicaţii în electronica de putere by Ovidiu Ursaru, Cristian Aghion, Mihai Lucanu () [Corola-publishinghouse/Science/311_a_653]